4電流誤差增益在線修正

從控制的效果來講，如果滯環控制的容差帶越小，那么系統輸入電流的諧波成分就越小，THD值越接近于零。然而控制中由于系統參數的約束，如果容差帶設計過小，系統難以實現，反而使得諧波成分增加。可以就額定負載下可以實現的容差帶進行分析，然后留取一定的裕量，作為額定容差帶，保證系統的條件能力。在控制中選擇1.2倍的額定負載時允許的容差帶作為導師信號中的δ值。

假設主電路3相參數對稱，輸入為理想三相正弦電壓源，任意時刻總有三個開關處于開狀態，另三個處于關狀態。上下橋臂不能同時導通。這樣，變流器的開關狀態便形成8個開關函數。開關函數定義為如下：

di=(i=1,3,5)=1,當Si(i=1,3,5)導通，Sj(j=2,4,6)關斷。di=0，當Si關斷，Sj導通。

在1個開關周期內，假設占空比為Di。di=1時，輸入端向負載端輸出能量，電感電流減小;di=0時，輸入電感存儲能量，電感電流增加，電流波形如圖5。

階段1：

具有固定滯環帶的電流控制方式有一些缺點。在滯環帶范圍內，由峰-峰電流的波動而產生的PWM頻率的變化受基波波動的控制，同時，電流誤差沒有嚴格的控制。滯環控制系統中，滯環容差帶是根據系統交流電流的額定工作點定的。這樣，系統在低電流工作時，電流噪聲成分相對增加，系統頻譜變差。因此，根據靜態工作點的改變，相應改變系統的滯環容差帶，可以保證系統電流頻譜不隨功率變化而變，這種思想較為適合負載變動頻繁的工作場合。系統的靜態工作點的分析可以通過檢測直流輸出來得到，但不是最佳的方案，因為時間工作過程中系統負載特性可能較為復雜，阻性、感性、容性是不可預測的，暫態過程中輸出電流與電壓的相位難以維持相同。對于高頻實時控制來講，可以通過FFT算法來分析系統的功率輸出獲負載特性，但應用該方案負載程度增加。本文提出一種較為簡單的控制方案。

將可逆變流器的三相靜態電壓量變換到兩相旋轉dq坐標系中，有

由于滯環控制可以控制系統功率因數為1，因此經過3/2變換后，輸入有功功率是與d軸電流id成正比的，iq應該為0。設為id的標幺值，取額定負載時id的標幺值為1，所以在圖2所示的基本控制器中，令，其中k在實現時要加下限幅。

則輸入到神經網絡中的電流為

nin=k△i(6)

5空間矢量調制神經網絡控制器

這里Vk是變流器的電壓矢量。

任意時刻變流器期望端電壓Vr的相角對應于了復平面上6個區域中的1個。Vr可由給定區域內的鄰近矢量來構成，從而降低電磁噪聲和開關次數[8]。

通過后面的仿真和實驗我們可以看到滯環神經網絡控制器結構簡單，由于系統屬于數字化實現，最高開關頻率是固定的，在這一點上使得系統參數易于設計。但滯環控制開關的狀態是難以確定的。因此變流器期望電壓矢量一般不是由相鄰的矢量構成Vr的，任意時刻開關的狀態不可預知。

在滯環控制過程中，結合空間矢量調制原理，根據系統滯環條件的需要及系統此時期望矢量的位置來修正開關波形，形成如表2所示導師信號。導師信號中z區確定如圖8a所示，經過這種修正后系統穩態時電流控制器所產生的開關隨時間而呈現空間矢量調制的特點，圖8b所示為空間矢量滯環調節穩態工作時開關波形，可以看出穩態時開關按照規律由同一區域的開關矢量來合成。

式中Vs是電壓源矢量;i*s參考電流矢量。

6仿真與實驗說明

系統中的參考電流可由下面的方程得到

I*=P*/E

這里E可由整流濾波取平均值的方式得到。

參考電壓Uref同輸出電壓Uo的差值經PI調節后，取其為電流峰值參考，再分別與三相的同步信號相乘，得到內環電流的參考信號I*，得到瞬時參考電流給定ijcom(j=a,b,c)，再與實際相電流ij相比較得到電流誤差信號△ij，與K相乘然后輸入神經網絡控制器，神經網絡的輸出即為開關信號算法由DSP(TiTMS320c240[9])來實現。主要參數及檢測設備如下：

7結論

本文研究了三相變流器的神經網絡控制方案。①將神經網絡控制技術與電力電子電路滯環控制結合起來，實現了神經網絡在快速變化量控制中的應用，可以提高系統魯棒性與控制的容錯能力，在三相輸入電源不平衡和某一相負載電流反饋丟失時，系統依然保持較好的控制性能;②評估系統負載特性，并根據負載的變化而改變電流誤差增益，有助于提高系統電流控制性能，全程優化諧波，算法較為簡單;③容差帶與負載特性、開關頻率有機結合，才能保證系統的調節能力;④為了減小開關頻率和開關損失，采用了將空間矢量調制運用到滯環控制中的技術，由于采用數字神經網絡進行調節，易于實現。

參考文獻

[1]鄔偉揚，鄭穎楠，劉彥民(WuWeiyang，ZhengYingnang，LiuYanmin).AC/DC功率變流技術的發展與現狀(AreviewofAC/DCpowerconversiontechnique)[R].西安：中國電力電子技術學會五屆一次理事會學術報告(xi’an：DissertationofChinapowerelectroniccouncilconference)，1999.

[2]WeiyangWu，YingnanZheng，etal.Anovelindireetcurrentcontrolledrealizationforthethreephasevoltagesoureereversibleconverter[C].IPEMC’2000August2000，TsinghuaUniversityBeijing，China.

[3]KiTaePark，JunKooKang，SeungKiSul.AnalysisanddesignofthreephaseboostPWMconverteragainstpowerdisturbances[C].1997，774-776.

[4]FumioHarashima，etal.Applicationofneuralnetworkstopowerconvertercontrol[C].Conf.Rec.IEEE-IASAnnu.Meeting,Conf.Rxc,1989，1087-1091.

[5]KamranF.Animproveddead-beatrectifierregulatorusinganeuralnetpredictor[C].IEEE，PESC，1994，1431-1436.

[6]MalesaniL.AnovelhysteresiscontrolmethodforcurrentcontrolledvoltagesourcePWMinverterwithconstantmodulationfrequency[J].IEEETransationsonIA，1990，26(1)：88-92.

[7]MinBd.SVPWMbasedhysteresiscontrolforthethreephasePWMconverter[J].IEEProc.Electr.PowerAppl.1999，146(2)：225-230.

[8]TMS320F/C24xDSPcontrollersreferenceguide[M].